отою, то на виході ФД отримаємо постійне напруження, пропорційне косинусу кута
. (6)
У разі необхідності за допомогою смугового фільтра, як випливає з виразу (5), можна отримати подвоєння частоти.
Можливість визначення за допомогою БМ фазового зсуву між напруженнями може бути використана для побудови частотних демодуляторів ЧМ сигналу. Структурна схема частотного демодулятора (рис. 4) включає широкосмуговий обмежувач 1, усуває можливу зміну амплітуди ЧМ сигналу і формуючий високий рівень сигналу комутації S 1 (t), смуговий фазосдвігающій фільтр 2, налаштований на частоту несучої (середню частоту) ЧС сигналу, а також БМ 3 і ФНЧ 4. <В
Рис. 4. Частотний демодулятор
Смуговий фільтр (Рис. 5) формує другий сигнал S 2 (t), керуючий БМ. При високої добротності фільтра фазовий зсув, викликаний девіацією частоти поблизу несучої, може бути записаний у наступному вигляді
,
C 1
де.
В
Рис. 5. Фазосдвігающій фільтр
Відфільтрований ФНЧ сигнал виявляється пропорційним девіації частоти вхідного сигналу
,
де К - коефіцієнт перетворення частотного демодулятора; U ЧС - вхідна напруга ЧМ сигналу.
Реалізація ПС в вигляді амплітудного модулятора на основі операційних підсилювачів і зміні провідності польового транзистора показана на рис.6. Тут в якості керованого параметра використовується провідність каналу ПТ, характеристика якої в режимі керованого опору апроксимується виразом
В
. (7)
Рис. 6. Амплітудний модулятор на основі ПТ і ОУ
Нехай на один вхід (в ланцюг стоку ПТ) подається щодо високочастотний (несе) сигнал U C 1 (t), а на другий вхід (в ланцюг затвора ПТ) за допомогою инвертирующего суматора на ОУ2 з одиничним коефіцієнтом передачі - низькочастотний (Модулирующий) U C 2 (t) і постійна складова напруги U 0
; (8)
; (9)
, (10)
де U m 1 , U m 2 і,В - Амплітуди і частоти відповідно несучого і модулюючого сигналів.
Беручи до увагу (7) ... (10) та враховуючи, що між затвором і витоком ПТ діє напруга, для вихідної напруги амплітудного модулятора відповідно до формули можна записати
(11)
або
(12)
,
де U m 0 і m - амплітуда несучої і глибина модуляції одержуваного АМ коливання;
, (13)
. (14)
Для дослідження спектрального складу АМ коливань формулу (12) доцільно замінити виразом (4), що містить всього ліщь три складових. Реально спектр (рис. 7) АМ сигналу модулятора крім трьох основних частот (4) містить ряд інших складових, віддалених від несучої на величину, кратну частоті модулюючого сигналу, що пов'язано в основному з нелінійністю характеристики (7) ПТ
В
Рис. 7. Спектр вихідного сигналу амплітудного модулятора
2. Мікроелектронні формувачі і перетворювачі
вимірювальних сигналів
2.1 Формування синусоїдальних високочастотних сигналів з
підвищеною стабільністю амплітуди і лінійністю характеристики управління по частоті
Найбільш поширеним методом формування синусоїдальних сигналів на підвищених частотах є метод, заснований на компенсації активних втрат у резонансному LC-контурі негативним опором, реалізованим за допомогою, наприклад, лінійних підсилювачів з ПОС, КОС, електронних приладів з падаючої вольтамперної характеристикою і т.д. На відносно низьких частотах перевага віддається RC-генераторів, наприклад, на основі моста Вина, так як на цих частотах для LC-генераторів потрібні великі номінали індуктивностей і ємностей, що для МЕУ небажано.
Отримувані таким або іншим способом коливання виявляються недостатньо стабільними по амплітуді і за частотою, в особливості при їх управлінні. При цьому характеристики управління, як правило, є нелінійними, що визначає доцільність їх лінеаризації і стабілізації.
Основоположним методом вирішення даної проблеми є розроблений нами метод лінеаризації і термостабілізації характеристик нелінійних елементів [4,7], викладений у роботах [1,2].
Стосовно до управлінню формованих коливань даний метод відрізняється лише реалізацією зразкового перетворювача "параметр - напруга", який в даному випадку повинен бути перетворювачем частоти в напругу (ПЧН) при лінеаризації характеристики управління по частоті і широкосмуговим амплітудним демодулятором (АТ) (випрямлячем) при стабілізації амплітуди коливань. h1>В
