югами зворотного зв'язку (фільтри, коректори тощо).
В
Рис. 3. Сигнальний граф фрагмента системи
Таким чином, побудова малошумящих схем пов'язано з мінімізацією набору модулів функцій (15) для домінуючих з точки зору G i (j) активних елементів. Якщо в структурі використовуються однакові АЕ, то мінімізації необхідно піддати функцію
(31)
з урахуванням технологічних чи інших диктуються тактикою вирішення конкретного завдання обмежень в діапазоні робочих частот 1 Вё 2 .
При побудові бездрейфовой схеми мінімізується за аналогічних обмеженнях функція (29). У практичному відношенні найбільш раціональним може виявитися варіант мінімізації однієї або декількох складових ряду (29), які є домінуючими в загальній структурі ЕРС зміщення або її чутливості на вході корпуса. Крім того, спеціальної корекцією теоретично можна забезпечити будь-яке значення вихідної величини без додаткових обмежених на пасивні елементи схеми. Зазначимо, що в разі мінімізації H i відповідно зменшується також ступінь впливу площі посилення i-го АЕ і, як це буде показано нижче, чутливість До 0 . p> Традиційно найважливішим показником якості підсилювача є нестабільність його коефіцієнта передачі К 0 , викликана змінами коефіцієнта посилення окремих каскадів (K i )
, (32)
де - чутливість До 0 до нестабільності K i .
Зі співвідношення (23) слід:
(33)
де
(34)
(35)
Аналогічно визначається чутливість до пасивних елементів схеми, визначальним набір локальних передач її коммутирующей частини:
(36)
де.
Отримані співвідношення показують, що мінімізація будь-який з складових загальної чутливості структури пов'язана з мінімізацією одного з модулів передач H i і F i . Зокрема, як це випливає з (33) - (35), створення високочастотних підсилювачів можливо також за рахунок чергування мінімумів H i = 0 і F i = 0 для окремих каскадів.
В
3. Власна компенсація частотних властивостей активних елементів
Вплив частотних властивостей активних елементів на характеристики пристроїв різного призначення значно визначає область їх практичного застосування. Створення ідентичних операційних підсилювачів (наприклад, кілька ОУ в одному кристалі) дозволило впровадити в інженерну практику принцип взаємної компенсації, коли характер впливу двох або декількох активних елементів виявляється протилежним [6]. Цей підхід отримав широке поширення і дозволив створити ціле покоління електронних схем різного призначення [14, 24]. У рамках зазначеного слід виділити дві схемотехнічні особливості. У першому випадку вказане вище вплив є наслідком або В«побічним продуктомВ» вирішення основного завдання - створення необхідної функціональної залежності, у другому - у схему вводяться додаткові активні елементи [16, 22], що не применшує активну чутливість і збільшує власний шум схеми. Саме тому необхідний пошук принципово нових способів вирішення цього завдання.
Раніше зазначалося, що розширення діапазону робочих частот і динамічного діапазону схеми пов'язане з мінімізацією речових і уявних складових локальних функцій і. Саме в цьому випадку зменшується ступінь впливу активного елемента на характеристики і параметри всього пристрою [3].
Пошук умов власної компенсації необхідно здійснити в рамках узагальненої структури [23]. Співвідношення (5а), (5б) для i-го активного елемента можна інтерпретувати сигнальним графом, зображеному на рис. 4. З (3), (8) випливає, що
(37)
Отже, заміною відповідних гілок можна отримати векторний сигнальний граф (рис. 5), враховує вплив i-го активного елемента. Наявність вузла не змінює структуру і сенс локальної функції (7), тому що будь-яку компоненту u i можна розглядати як рівну одиниці різниця передач пасивної частини ланцюга на інвертується і неінвертуючий входи. <В
Рис. 4. Сигнальний граф електронної системи
при вплив i-го активного елемента
В
Рис. Векторний сигнальний граф електронної системи
при вплив i-го активного елемента
З розгляду векторного сигнального графа випливає важливий в теоретичному відношенні висновок: зміна локальних передач і при фіксованою передавальної функції ідеалізованої схеми можливо тоді і тільки тоді, коли диференціальний вхід i-го активного елемента зв'язується з додатковим входом схеми.
Введемо вектор
(38)
де.
У цьому випадку структура матиме наступну систему рівнянь
(39)
рішення якої призводить до наступного результату:
. (40)
При зверненні матриці Q скористаємося методом поповнення [2]
